Nivel: Avanzado.
La modificación de fuentes ATX para su utilización en laboratorio o comunicaciones es un tópico tratado hasta el hartazgo a lo largo de toda la red, esto se debe a varios motivos entre los cuales podemos nombrar:
-Bajo costo (gratis generalmente)
-Alta potencia y bajo peso/volumen.
-Facilidad de modificación (algunas veces se usan directamente sin modificar)
Principalmente el costo es el motivo que hace de este tipo de modificaciones algo tan popular, dado que las ofertas comerciales son escasas, generalmente de mala calidad y extremadamente caras.
Pero no son todas ventajas a la hora de modificar este tipo de fuentes, entre las desventajas encontramos:
-Alta complejidad
-Contaminación electromagnética (altas emisiones como toda fuente SW)
-Dificultad en su modificación
-Pobre respuesta al transitorio y a variaciones de entrada (respecto de fuentes lineales).
-Ruido en la tensión de salida.
En general para la mayoría de los usos el saldo es positivo y la modificación de una fuente de alimentación ATX para usos distintos al original es una practica provechosa. En este post vamos a tratar de encarar la modificación de una fuente desde el punto de vista ingenieril, pensando cada detalle de como se diseñó originalmente y como queremos modificar el diseño para que cumpla con nuestras expectativas. Para eso es necesario entender a fondo Como funciona la fuente originalmente y como hay que modificarla para que cumpla con nuestras expectativas. Según se puede apreciar en la gran mayoría de los tutoriales encontrados en la red hay varios errores típicos los cuales nacen de la falta de comprensión sobre como funciona una fuente de alimentación conmutada. Una gran parte son heredados de las fuentes lineales, las cuales los autores tratan sin éxito de extrapolar su modo de funcionamiento a fuentes conmutadas.
Para dar un ejemplo de estos errores podemos tomar la conexión mediante un puente de diodos el banco de capacitores al transformador. En las fuentes lineales esto es una práctica habitual dado que las inductancias parasitas limitan hasta cierto punto el transitorio de carga de los capacitores (existen circuitos específicos para abordar este problema en fuentes de mucha potencia). Por otro lado en el caso de las fuentes lineales la regulación no depende de ningún ancho de pulso sino que es pasiva y depende en gran medida de la tensión de alimentación y de las características del transformador/diodos. En algunos casos se regula la salida a posteriori con un regulador serie. En cambio en las fuentes conmutadas la regulación se realiza modificando el ancho de pulso, si pusiésemos solamente un puente de diodos, los capacitores se cargarían a la tensión pico siempre independientemente del ancho de pulso y de esta manera perderíamos la capacidad de regular la tensión de salida. El componente principalmente responsable de generar una tensión de salida proporcional al ancho de pulso es la bobina que necesariamente forma con los capacitores de salida un filtro LC que integra el ancho de pulso y filtra la frecuencia de conmutación.
Otro error típico heredado de las fuentes lineales es el hecho de que cuanto mayor valor en los capacitores de salida menos ripple tendrá nuestra fuente y mejor desempeño frente a transitorios en el consumo. El hecho de agregar capacidad en fuentes lineales es realmente algo positivo en varios aspectos pero no se puede extrapolar directamente a las fuentes conmutadas dado que los capacitores de filtrado junto con el inductor generan un filtro pasa bajos cuidadosamente diseñado para estar en armonía con el lazo de realimentación. Si uno aumenta la capacidad a la salida de la fuente sin considerar el resto del sistema no hace mas que inestabilizar el lazo de realimentación con consecuencias negativas en la regulación, la respuesta a transitorio, etc.
Es importante ver que la tensión a la cual están expuestos los diodos rectificadores en la salida de 12V es mayor a 50V por lo que no se pueden usar diodos de baja tensión como los presentes en la rama de 5V y se deben usar diodos que soporten como mínimo 100V de tensión inversa.
Por ultimo, hay un tema de extrema importancia y que, sistemáticamente, se deja afuera de todos los tutoriales que existen en internet: El lazo de control.
El lazo de realimentación y el sistema de control en general son una disciplina bastante compleja que requiere un estudio cuidadoso y una gran cantidad de conocimientos, por este motivo se suele dejar fuera en casi el 100% de los instructivos, quedando de esta manera echado a la suerte el desempeño final de la modificación. En este artículo se tratará de manera teórica el abordaje a este problema pero, dada su simplicidad en este caso particular, también se abordará con métodos prácticos.
Es tanta la aversión de los ingenieros a tocar el tema del control realimentado que los fabricantes de dispositivos generalmente tratan de sacar al mercado componentes internamente compensados aunque no sean lo óptimo, dejando en muy pocos casos (como el que nos toca) opciones de compensación a disposición del diseñador. En la mayoría de las fuentes de alimentación simples como las ATX se suele usar un controlador tipo Proporcional-Integral el cual es sencillo y de fácil ajuste en la práctica.
Por ultimo otro de los errores típicamente encontrados en los artículos que abundan en la red es a modificación de la tensión de salida en base a modificar el divisor resistivo que muestrea la tensión de salida. Hacer esto no solo nos impide obtener tensiones menores que la tensión de referencia sino que también modifica el lazo de realimentación, obteniendo distintos comportamientos a medida que se modifica la tensión.
El objetivo original de la presente modificación es alimentar un equipo de comunicaciones de banda lateral que está en desarrollo, dados los requerimientos transitorios de potencia de este tipo de equipos es necesario que la fuente sea muy rápida para responder ante cambios en la carga. Por otro lado, dado que el equipo de comunicación esta en etapa de desarrollo una limitación en corriente es obligatoria para evitar accidentes desagradables.
Para implementar un control de corriente efectivo es necesario medir de alguna forma la corriente de salida, las fuentes ATX implementan una limitación de corriente para los transistores de alta tensión la cual no es útil a nuestros fines y solo evita que se quemen los mismos en caso de sobrecarga. Para medir la corriente de salida es posible utilizar una resistencia Shunt de un valor cercano a 0.01 Ohms, dado que no se requiere una estabilidad a largo plazo (la corriente se ajusta con un potenciómetro) y que los ensayos son prácticamente realizados a temperatura constante, se puede utilizar la misma pista de circuito impreso sobre la cual retorna GND para medir la caída de tensión e inferir la corriente circulante. También se puede utilizar la extensión de cable negativo que va hacia la carga. Es importante que la resistencia sea lo suficientemente baja para que a máxima corriente no aumente su temperatura mas de uno o dos grados centígrados ya que esto alteraría la medición. El error en la medición (asumiendo un ajuste perfecto a 25°) por utilizar una resistencia shunt de cobre es 0.4% por cada grado de diferencia, así que si ajustamos la corriente en un ambiente a 25° y luego utilizamos la fuente al sol en 50° vamos a obtener una corriente máxima 10% menor a la inicialmente configurada.
Es importante aclarar que para medir tensiones cercanas a 0V no es posible utilizar cualquier amplificador operacional y esto no tiene que ver con el costo, un simple LM358 tiene una tensión en modo común que incluye GND y por ejemplo circuitos mas caros y de mejor desempeño como el NE5534 no soportan esta característica. Es necesario consultar esta especificación al momento de elegir que amplificador operacional usar para estos fines.
Una vez amplificada la señal es necesario ingresarla al amplificador de error el cual se encarga de fijar la dinámica del sistema cuando entra en acción el limite de corriente. El TL494 y los controladores similares suelen tener dos comparadores de error, dado que uno de ellos se utiliza para la realimentación en tension y el otro para la proteccion de corriente en los transistores de conmutación se opto por utilizar un LM358 para estos fines y de manera que se acople al pin Feedback del TL494 como otro amplificador de error. Por lo tanto nuestro comparador de error y la dinamica del sistema cuando limita corriente esta fijada por nuestro circuito agregado. Se implementaron vumetros en base al circuito KA2284 debido a la velocidad que presentan y la posibilidad de indicar tensión pico a diferencia de la lentitud de los instrumentos basados en aguja o digitales.
El lazo de realimentación en corriente no se analizará para no hacer demasiado extenso el presente articulo pero tiene muchas similitudes con el de tensión y se pueden usar las mismas técnicas.
Para tratar de analizar el problema de control se trató de ser lo mas exhaustivo posible. Para esto se simuló el comparador de error interno (en efecto un amplificador operacional) del TL494 como una ganancia y un polo simple de baja frecuencia (valores extraídos de la hoja de datos). En dicho amplificador de error se implementa el control P-I, por otra parte se consideró al modulador PWM, etapa de potencia y transformador como un retardo de T/2 (utilizando la aproximación de Padé) siendo la frecuencia de conmutacion igual a 1/T. Por ultimo tenemos el filtro de salida y la carga que se presenta como un filtro de segundo orden con amortiguamiento y el divisor de tensión para tomar una muestra de la tensión de salida es una ganancia K menor a 1. Estos bloques en conjunto con su transferencia (Laplace) se pueden ver en el circuito.
Para calcular exactamente el valor de los componentes se realizó un script de Octave en el cual se pueden configurar exactamente todos los valores de los componentes utilizados y verificar matemáticamente el margen de fase y la respuesta transitoria obtenida.
-> Codigo Fuente Octave <-
Si bien dijimos que el problema de control es particularmente complejo podemos tomar ciertos atajos para explicar su funcionamiento y calibración de manera sencilla sin entrar en las generalidades de los sistemas de control. Por empezar podemos simplificar el sistema, que es bastante complejo, al filtro de salida unicamente dado que este ultimo es el que mayor impacto tiene en la dinámica por su baja frecuencia. De esta manera, tomando el sistema completo como un sistema de segundo orden adosado a una ganancia (que simula el modulador PWM pero no aporta ningún polo, tambien para simplificar) podemos asimilarlo a un sistema llamado de Fase Mínima, el cual tiene todos los polos y ceros en el lado izquierdo de el plano complejo. Esta propiedad hace que compensarlo sea extremadamente fácil, con asignarle una ganancia fija al lazo de realimentación el sistema ya es estable y hasta cierto punto funcional dado que su fase nunca puede alcanzar la condición de inestabilidad (-180 grados).
Que el sistema sea estable y funcione no implica que sea óptimo, como ya explicamos anteriormente las modificaciones hechas sin considerar el aspecto del control quizás pueden llegar a ser funcionales pero seria muy raro que su funcionamiento sea óptimo. Para que el sistema tenga error nulo respecto de la referencia en el largo plazo es necesario poner un integrador en el lazo de realimentación lo cual implica que para bajas frecuencias la ganancia de lazo tiende a infinito y en consecuencia el error tiende a cero. Por otro lado en altas frecuencias el sistema tiene una ganancia finita lo cual permite un margen de estabilidad adecuado. ¿Cual es el problema entonces al agregar el integrador? que adosarlo al circuito agrega un polo y permite que la fase a la frecuencia de ganancia unitaria alcance los -180 grados volviendo el sistema inestable. por ese motivo, el valor para el cual el integrador deja de actuar (se impone R1 contra C en el esquema del controlador) tiene que ser mucho menor a la frecuencia de ganancia unitaria para que, de este modo, no perjudique el margen de fase. Poner un capacitor demasiado grande en su lugar implica bajar demasiado el polo y perjudicar la respuesta transitoria de la fuente (la ralentiza).
Hay un problema respecto del lazo de realimentación que suele ignorarse por completo: El ripple de baja frecuencia (100Hz) correspondiente con el rectificador de alta tensión. Dicho ripple de baja frecuencia encuentra un camino hacia la salida de la fuente mediante el filtro de salida el cual por supuesto tiene una atenuación despreciable en baja frecuencia. El responsable de que esta señal de 100Hz y sus armónicas no lleguen a la salida es el lazo de realimentación, el cual debe ajustar constantemente el ancho de pulso para compensar las variaciones de tensión en los capacitores de alta tensión. Para que la realimentación pueda hacer esto tiene que tener una alta ganancia de lazo a las frecuencias involucradas y esto es una de las ventajas de poner un integrador dentro del lazo.
¿Como ajustamos una fuente utilizando esta información? necesitamos un osciloscopio, dos cargas de aproximadamente 1/4 de la corriente maxima y un transistor mosfet manejado por una señal cuadrada de entre 100hz y 1khz que conecte y desconecte una de las cargas, la otra queda siempre conectada (una lampara de auto multifilamento 50W/55W funcionaria perfecto para estos fines).
La idea es aumentar la ganancia de lazo hasta que la señal a la salida de la fuente (medida con el osciloscopio) tenga el menor overshoot posible (poco margen de fase) pero tampoco sea demasiado lenta en responder (demasiado margen de fase). una buena relación de compromiso son 60 grados para el margen de fase aproximadamente. una vez logrado un valor aceptable es posible tratar de aumentar la ganancia del integrador disminuyendo el valor del capacitor (que a priori se hace bastante grande), pero esto ultimo impacta negativamente en el margen de fase por lo que requiere un reajuste de la ganancia. De esta manera, iterando, se puede llegar a un valor para el cual es imposible hacer posterior ajuste sin perjudicar el resultado. Este punto es el óptimo dadas las condiciones de funcionamiento elegidas.
Notas finales sobre el filtro de salida: El inductor que forma parte del filtro de salida esta expuesto a corrientes muy altas que pueden llevar su núcleo a la saturación, lo cual disminuye su inductancia y expone a los transistores y diodos de conmutación a picos muy altos (potencialmente destructivos) de corriente. Por este motivo es recomendable bobinarlo sobre dos núcleos toroidales (de dos fuentes de alimentacion distintas) lo cual implica usar menos vueltas de alambre para la misma inductancia y también disminuye el campo magnético dentro del núcleo.
Por otro lado, el capacitor de salida también esta expuesto a corrientes muy altas, lo cual en conjunto con su resistencia serie parásita genera una elevación en su temperatura potencialmente destructiva. Por este motivo lo óptimo es poner varios capacitores de menor valor en lugar de uno solo grande de capacidad equivalente. De esta forma las resistencias parásitas quedan en paralelo disminuyendo la resistencia total, la temperatura, y mejorando el desempeño del filtro. Los valores tentativos para el filtro de salida son, para una Fc de aproximadamente 1Khz: 22uH y 1000uF.
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